碰撞电离效应也可以引起光生载流子的雪崩倍增，从而使半导体光电二极管具有内部的光电流增益。1953年，K.G.麦克凯和K.B.麦卡菲报道锗和硅的PN结在接近击穿时的光电流倍增现象。1955年，S.L.密勒指出在突变PN结中，载流子的倍增因子M随反向偏压V的变化可以近似用下列经验公式表示

 

M=1/[1-(V/VB)n]

 

式中VB是体击穿电压,n是一个与材料性质及注入载流子的类型有关的指数。当外加偏压非常接近于体击穿电压时，二极管获得很高的光电流增益。PN结在任何小的局部区域的提前击穿都会使二极管的使用受到限制，因而只有当一个实际的器件在整个PN结面上是高度均匀时，才能获得高的有用的平均光电流增益。因此，从工作状态来说，雪崩光电二极管实际上是工作于接近（但没有达到）雪崩击穿状态的、高度均匀的半导体光电二极管。

 

雪崩二极管的发展

 

1965年，K.M.约翰逊及L.K.安德森等分别报道了在微波频率下仍然具有相当高光电流增益的、均匀击穿的半导体雪崩光电二极管。从此，雪崩光电二极管作为一种新型、高速、灵敏的固态光电探测器件渐渐受到重视。

 

性能良好的雪崩光电二极管的光电流平均增益嚔可以达到几十、几百倍甚至更大。半导体中两种载流子的碰撞离化能力可能不同，因而使具有较高离化能力的载流子注入到耗尽区有利于在相同的电场条件下获得较高的雪崩倍增。但是，光电流的这种雪崩倍增并不是绝对理想的。一方面，由于嚔随注入光强的增加而下降，使雪崩光电二极管的线性范围受到一定的限制，另一方面更重要的是，由于载流子的碰撞电离是一种随机的过程，亦即每一个别的载流子在耗尽层内所获得的雪崩增益可以有很广泛的几率分布,因而倍增后的光电流I比倍增前的光电流I0有更大的随机起伏，即光电流中的噪声有附加的增加。与真空光电倍增管相比，由于半导体中两种载流子都具有离化能力，使得这种起伏更为严重。

 

式中q为电子电荷,B为器件工作带宽，F(嚔)表示雪崩倍增过程所引起噪声的增加，称为过剩噪声因子。一般情况下,F随嚔的变化情况相当复杂。有时为简单起见，近似地将F表示为F=嚔x,x称为过剩噪声指数。F或x是雪崩光电二极管的重要参数。

 

由于F大于1，并随嚔的增加而增加，因而只有当一个接收系统（包括探测器件即雪崩光电二极管、负载电阻和前置放大器）的噪声主要由负载电阻及放大器的热噪声所决定时，提高雪崩增益嚔可以有效地提高系统的信噪比，从而使系统的探测性能获得改善；相反，当系统的噪声主要由光电流的噪声决定时，增加嚔就不再能使系统的性能改善。这里起主要作用的是过剩噪声因子F的大小。为获得较小的F值，应采用两种载流子离化能力相差大的材料，使具有较高离化能力的载流子注入到耗尽层，并合理设计器件结构。

 

浅谈雪崩光电二极管在测距起到的作用

1.引言

 

在激光干涉测距中，雪崩二极管APD在激光的接受部分中起到很重要的作用，它对精度的提高有很大的影响。在激光测距中，激光从发射到接受会经过被测目标的漫反射，同时也有路程等的损失，所以接受到的光信号非常弱，这使得检测光信号相当困难，接受不当会影响到精度，所以综合考虑，我们采用雪崩光电二极管APD。APD不同于传统的光电二极管，它是建立在内光电效应基础上的光电器件，它具有内部增益和放大作用，同时响应的速度也很快，但是要发挥它的优势，需要加较大的反向偏置电压（一般在几十到几百伏），这样会伴随着有相对较大的纹波电压，电源的纹波电压变化范围越大，对雪崩二极管的影响就越大，所以本文设计了一种低纹波电压的电路。对于APD而言，温度的变化也会严重影响它的增益，所以需要接入温度补偿电路来改变PN结倍增区的电场。此外，APD在倍增的过程中产生的附加噪声会严重影响测量精度，本文对噪声进行了分析设计了一个有效的前置放大电路，实验表明该电路有效的提高了信噪比。将这些模块用于激光测距的接受模块，将会提高测量精度。

 

2.APD的工作原理

 

APD是一种P-N结型的光检测二极管，其内部利用载流子的雪崩倍增效应来放大光信号。在P-N结上加高的反向偏压，就可以加宽耗尽层并且在结区产生一个强的内建电场，当电场强度增大到一定程度时，耗尽层中的光生电子空穴对就会被加速，被加速后的电子空穴获得足够的能量就能与晶格碰撞产生新的电子空穴对。这种过程是连锁反应，这样就会产生较大的二次光电流，因此APD有较高的响应度和内部增益，这种内部增益提高了器件的信噪比。

 

3.APD温度补偿电路的设计和分析

 

3.1.温度补偿电路的原理分析

 

由于电子和空穴的电离速率取决于温度，所以在高偏置电压的条件下，一个小小的温度变化就能引起增益很大的变化。为了保证温度变化时增益变化较小，就需要变化PN结倍增区的电场，这样就需要接入一个温度补偿电路，在温度变化时调整光检测器的偏置电压。理论上可以证明，APD的增益是关于偏压和温度的函数，所以，当APD的偏压随着温度改变时，APD的增益就可以基本恒定，这就是APD温度漂移的偏压补偿原理。

 

APD相应的偏置电压值就会随温度变化，为了保持最佳增益，需设计温度补偿电路来控制APD的偏置电压，使APD在各种温度下都能以最佳倍增增益工作，从而使接收系统获得最大的信噪比。+APD放大电路输出功率信噪比SNR为：

 

式中：M是APD的雪崩增益，为光电流，F为过剩噪声系数。APD选择适当的偏压可以使SNR最大，此时APD对应的增益为最佳雪崩增益，加在其上的偏压为最佳偏压。此时的最佳雪崩增益由下式确定：+式中，x为APD的过剩噪音指数，其大小取决于APD的结构和材料。

 

3.2.偏压温度补偿电路的设计

 

SPD-052型硅雪崩光电探测器是0.4～1.1+波长光信号的优良探测器，兼备了高灵敏度、高速响应和低噪声三大优点，内部的雪崩倍增效应可达到120倍以上。当温度升高10度，雪崩电压升高2.2～2.6V，在其内部有一个温度补偿二极管IN941，所以我们用该温度二极管进行偏压补偿，整个电路由三部分组成：温度传感、运放和可控电压源。

 

3.2.1温度传感部分

 

当内部温度二极管工作在恒流状态时，其两端的电压和温度具有良好的线性关系和较高的灵敏度，恒流源电路如图3，由于运放A1的增益很高，近似有V2%3DV3，设稳压管D1的稳压值为U，则RW和R1两端的电压等于U，所以有流经温度二极管的电流I为：+因此，通过调节RW的大小，可以得到不同的恒流。

 

3.2.2运放部分

 

A1构成跟随器，同向端以IN941的电压作为输入；A2是同相放大器，调整Rw1可以设定A2在某一温度下的输出电压，Rw2来调整A2的增益，同时A2的输出作为可控电压源的控制输入。

 

3.2.3可控电压源部分

 

可控电压源采用高精度低温漂可控高压电源模块，其中，%2BV为直流电压输入端；Control为调整端，接运放A2的输出端；V0为输出端，为APD提供偏置电压，其中K1，K2为倍压常数，Vc为Control端输入电压。实验表明，该电源输出范围270～440V，输出电压稳定性小于0.05%25，温度系数每摄氏度小于0.02%25，符合APD的使用要求

 

4低纹波的反向偏置电压的设计

 

稳定电源一般包括整流电路、滤波电路和稳压电路三部分。整流电路将交流电转化为直流电，但是其中仍然含有大量的交流电成分，此时加入滤波电路来滤掉交流部分，但是输出电压中仍然含有一定的脉动交流成分，这种脉动交流成分称为纹波电压。

 

可见，当适当加大输出电容的值时，可以减小输出纹波电压，或者采用多个电容并联的方式来减少ERS值，但是电源体积是有限的，所以不可能无限制地增大输出电容的值，这样设计一个低纹波的反向偏置电路来增大增益很重要。

 

在本文中我们用的是共模滤波法来降低纹波电压，在电源的输出端加共模扼流圈，和Y电容去耦，可衰减掉电源的共模噪声，共模扼流圈内的寄生电感形成LC滤波，可滤掉差模纹波。共模电感连补偿电路，在确保良好的滤波效果的同时，还增加了电源的稳定性。共模扼流圈是在一个闭合磁环上，对称绕制方向相反，匝数相同的线圈，这样，当电路中的正常电流流经共模电感时，电流在同相位绕制的电感线圈中产生反向的磁场而相互抵消，此时正常信号电流主要受线圈电阻影响，当有共模电流流经线圈时，由于共模电流的同相性，会在线圈内产生同相的磁场而增大线圈的感抗，使线圈表现为高阻抗，产生较强的阻尼效果，一次衰减共模电流，达到滤波目的。

 

详解雪崩二极管静电毁坏因素

第一种：雪崩毁坏

 

假如在漏极-源极间外加超出器件额定VDSS的电涌电压，而且到达击穿电压V(BR)DSS （依据击穿电流其值不同），并超出一定的能量后就发作毁坏的现象。在介质负载的开关运转断开时产生的回扫电压，或者由漏磁电感产生的尖峰电压超出功率MOSFET的漏极额定耐压并进入击穿区而招致毁坏的形式会惹起雪崩毁坏。典型电路：

 

 

第二种：器件发热损坏

 

由超出安全区域惹起发热而招致的。发热的缘由分为直流功率和瞬态功率两种。直流功率缘由：外加直流功率而招致的损耗惹起的发热

 

●导通电阻RDS(on)损耗（高温时RDS(on)增大，招致一定电流下，功耗增加）

●由漏电流IDSS惹起的损耗（和其他损耗相比极小）瞬态功率缘由：外加单触发脉冲

●负载短路

●开关损耗（接通、断开） *（与温度和工作频率是相关的）

●内置二极管的trr损耗（上下桥臂短路损耗）（与温度和工作频率是相关的）器件正常运转时不发作的负载短路等惹起的过电流，形成瞬时部分发热而招致毁坏。

 

另外，由于热量不相配或开关频率太高使芯片不能正常散热时，持续的发热使温度超出沟道温度招致热击穿的毁坏。

 

 

第三种：内置二极管毁坏

 

在DS端间构成的寄生二极管运转时，由于在Flyback时功率MOSFET的寄生双极晶体管运转，招致此二极管毁坏的形式。

 

 

第四种：由寄生振荡导致的毁坏

 

此毁坏方式在并联时特别容易发作在并联功率MOSFET时未插入栅极电阻而直接衔接时发作的栅极寄生振荡。高速重复接通、断开漏极-源极电压时，在由栅极-漏极电容Cgd(Crss)和栅极引脚电感Lg构成的谐振电路上发作此寄生振荡。当谐振条件(ωL=1/ωC)成立时，在栅极-源极间外加远远大于驱动电压Vgs(in)的振动电压，由于超出栅极-源极间额定电压招致栅极毁坏，或者接通、断开漏极-源极间电压时的振动电压经过栅极-漏极电容Cgd和Vgs波形堆叠招致正向反应，因而可能会由于误动作惹起振荡毁

 

 

第五种：栅极电涌、静电毁坏

 

主要有因在栅极和源极之间假如存在电压浪涌和静电而惹起的毁坏，即栅极过电压毁坏和由上电状态中静电在GS两端（包括装置和和测定设备的带电）而招致的栅极毁。